推挽、半桥与全桥隔离变换器

正激变换器只把磁芯从零磁化到一个方向，再复位到零；推挽、半桥和全桥则给原边施加正负交替电压，利用双极磁通摆幅。它们都把副边整流后接成 Buck 型 LC 输出，但在开关数量、阻断电压和驱动复杂度上不同。

本文统一使用 48 V→12 V、30 W 规格。约定 \(D\) 是单只开关的占空比，范围 0–0.5；两个半周期总导通比例为 \(2D\)。

1. 共同原理：双向激励磁芯

三种拓扑都完成三件事：在原边产生正负方波、在副边全波整流，再用 LC 滤波。每个开关周期有正、负两个传能脉冲，因此输出滤波器看到的纹波频率为 \(2f_s\)，同样纹波目标下 L/C 可比单端拓扑更小。

负半周期同时完成磁芯复位，无需独立复位绕组；前提是正、负伏秒真正相等。

两只开关均以地为参考，中心抽头原边的两半交替导通。若 \(n=N_p/N_s\) 按半原边定义，

\[\boxed{V_o=\frac{2DV_g}{n}}. \tag{1}\]

本文取 \(n=2\)、每管 \(D=0.25\) 得到 12 V。缺点是关断器件看到输入与另一半绕组感应电压之和：

\[\boxed{V_{DS,\mathrm{off}}\approx2V_g}, \tag{2}\]

48 V 输入即为 96 V，尚未计漏感过冲。推挽还最容易发生磁通偏移，因为两半绕组和两只开关天然存在不对称。

两个电容把母线分成两半，原边承受 \(\pm V_g/2\)：

\[\boxed{V_o=\frac{DV_g}{n}},\qquad \boxed{V_{DS,\mathrm{off}}\approx V_g}. \tag{3}\]

本文取 \(n=1\)、\(D=0.25\) 得到 12 V。每只开关只承受输入电压，是高压母线下的关键优势；代价是同功率下原边电流约为全桥两倍，还需要高边驱动与分压电容均衡。分压结构有助于限制直流偏置，但启动与非对称工况仍要验证。

四只开关按对角成对导通，原边获得完整的 \(\pm V_g\)：

\[\boxed{V_o=\frac{2DV_g}{n}},\qquad \boxed{V_{DS,\mathrm{off}}\approx V_g}. \tag{4}\]

它兼有完整原边电压和单倍器件阻断电压，因此同功率原边电流低于半桥；代价是四只开关和两个高边驱动。高功率下，降低器件应力通常足以抵消额外器件成本。

三者副边都是 Buck 型，因此输出滤波、小信号被控对象和补偿方法沿用正激控制，只需调整 duty 增益并把纹波频率改为 \(2f_s\)。

正负脉冲只要存在微小伏秒差——来自占空误差、驱动延时、\(R_{DS(on)}\) 或绕组不对称——磁通偏置就会逐周期累积，直到磁芯饱和、励磁电感骤降，开关近似面对短路。

常用防线有：

推挽不易在中心抽头原边串入统一隔直电容，因此尤其不能在台架上长期用固定 duty 开环运行。

PSFB 两个桥臂都保持 50% 占空比，通过改变两桥臂相位差来调节对角重叠时间与功率。变压器漏感和反射输出电感电流在死区期间给 MOSFET 输出电容换流，使下一只器件近似零电压开通。

ZVS 依赖负载，轻载时可用换流能量不足，滞后桥臂通常先失去软开关。漏感换流还占用有效传能时间，产生随负载增大的占空损失；匝比必须为低线满载保留该裕量。需要双向功率时，把二极管整流替换为第二个有源桥，就得到DAB。

打开半桥开环网表，确认整流节点每周期有两个脉冲、分压中点约为 24 V、桥臂中点在 0–48 V 之间变化，输出电感电流以 200 kHz 纹波叠加在 2.5 A 上。增加两管门极重叠可直观看到直通风险；略微改变两脉冲宽度可观察励磁电流漂移。

推挽常用于 12–48 V 电池/工业输入，半桥用于中等功率高压母线，全桥与 PSFB 用于通信、车载充电和千瓦级隔离 DC–DC。最终边界取决于器件和磁件应力、软开关范围与效率，而不是固定瓦数表。